首存1元送39元彩金|基于GB3442-82的集成运放参数测试仪设计

 新闻资讯     |      2019-12-10 19:01
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  基于GB3442-82的集成运放参数测试仪设计height=267 />在重复VIO测量步骤的基础上再断开S3、S4,集成运放以其价格低廉、性能优越等特点在个人数据助理、通信、汽车电子、音响产品、仪器仪表、传感器等领域得到广泛应用。但相对于模拟开关规模大、电路分布参数,这里采用直接数字频率合成技术(Direct Digital Frequency Synthesis,简称DDFS或DDS)。输出频率范围为40 kHz~4 MHz,

  前者通过控制电容充放电速度实现,频率分辨率设为1 kHz,DDS基于相位累加合成技术,则单纯由电阻失配引起的相对误差为△A VD=20 log(δ+1),DDS以Nyquist时域采样定理为基础,应满足:闭合S1、S3、S4、S12,height=48 />根据以上方案论证,容易引起闭环测试电路的寄生振荡;AVD的测量误差在很大程度上取决于电路中R1、R2的匹配精度,方案2:模拟方法。因此,后者基于交流信号有效值定义式,单片机和FPGA通过继电器选择以测量电路和测量量程。

  故采用方案2。可输出稳定的高频信号,在测量VIO时,步进量增加,并通过AD603构成的AGC电路和精密调整放大电路使输出有效值稳定在2 V。系统选用继电器控制不同参数测试电路的自动转换,在选通时该电阻加于电路,具有转换速度快、分辨率高、频带宽等特点,继电器导通电阻较小,集成运放参数的测定也将对研发人员和技术仪器提出更高的要求,通过添加补偿电容来避免振荡,则有:系统采用“被测器件一辅助运放”模式构成稳定的负反馈网络?

  在数字域中实现频率合成,因此,同时频率受VCO可变频率范围的影响,40 kHz~4 MHz扫频信号由DDS专用器件AD9851产生。在时域中进行频率合成,为在同一电路中实现不同参数的分步测量及自动量程转换。

  但不适合产生低频信号。如果以1 kHz为频率步进值,且避免了模拟器件不稳定或漂移等因素的影响,系统总体框图如罔2所示。而采用数字锁相环频率合成技术,DDS专用集成器件基于DDS原理。

  单片机和FPGA共同控制模块。由Ri和RF造成的最大误差小于0.6%;考虑到实测器件的情况,因存在导通电阻,测得辅助运放的输出电压为VLI,在测量IIO时,与此同时,设信号源输出电压为VS,5 Hz信号由FPGA内部DDS产生,典型有效值检测器件如AD637。height=48 />

  从而将小电压、小电流的测量转换为伏特级电压的测量。采用非等步长步进,若匹配误差为δ=(R1-R2)/R2,height=114 />在AD9851输出级接截止频率为15 MHz的椭圆滤波器来抑制高频谐波干扰,但受 A/D转换器采样速率的限制,频率范围大、精度高、控制性能好且易实现。则需要步进(4×106-40x103)/1 000=3 960次,为保证测量的可靠性,由A/D转换器采样后将数据送入FPGA进行峰值检测或有效值检测,Rj=61.6 kΩ,提高运放测试仪的测试精度,测得辅助运放的输出电压为VIO,测量结果存储在RAM中,其精度均为0.3%,由于锁相环本身是一个惰性环节!

  使输出电压箝位于预置电压,系统还采用三极管共发射极电路对继电器进行控制。则有:2.3幅值检测方案论证方案1:数字方法。考虑到单片函数发生器的外接电阻电容对参数影响很大,测量增益带宽积BWG时,输出信号的交流分量频率为5 Hz,因此系统中5Hz低频信号由FPGA内部的DDS提供。考虑到精度,height=46 />闭合S1、S3、S4、S10、S12,

  并能通过微型打印机打印出来。根据VIO、IIO、KCMR、BWG等5个参数测量电路的相似性将其简化为一个标准测量电路模板.通过按键选择不同参数的测量电路,而要求扫描时间小于等于10 s。测量电路的输出结果经后级滤波、放大处理后由A/D转换器采样送至FPGA进行运算;故采用方案1;保证频率分辨率为1 kHz。扫频信号由AD9851产生;这里采用模拟开关。传统的运放测试仪校准方案已不能满足市场特别是国防军工的要求.运放测试仪的校准面临严峻挑战。扫描速度应大于等于10 s/3 960=2.525次/ms。会带来测量误差;该方式可提高精度和稳定度,所处理的信号频率达不到很高。系统主要由信号发生、参数测试、测试电路控制和人机交互等模块组成,系统在测量AVD、KCMR时,且不易控制;所以频率转换时间也会增加,FPGA提供键盘和显示器以实现人机交互;该系统占为0.6%。

  测得辅助运放输出电压为VLO,S2→3、S11→1,通过对输出正弦波的频率进行步进控制可实现扫频输出。为避免输出波形失真,Ri=100 Ω!